เครื่องมือเปรียบเทียบ: ไซน์ที่มีเสียงดังเป็นคลื่นสี่เหลี่ยม

ในวงจรตัวเปรียบเทียบจะใช้ในการแปลงสัญญาณไซน์เป็นคลื่นสี่เหลี่ยม อย่างไรก็ตามสัญญาณอินพุตไม่ใช่คลื่นไซน์ที่สะอาด แต่มีสัญญาณรบกวนเพิ่มเข้ามา

ตัวเปรียบเทียบควรจะเป็นอุดมคติและมีฮิสเทรีซิสซึ่งมีขนาดใหญ่กว่าสัญญาณรบกวนดังนั้นจึงไม่มีเสียงกริ่งที่ศูนย์วกของคลื่นไซน์

แต่เนื่องจากสัญญาณรบกวนของสัญญาณอินพุตตัวเปรียบเทียบจะสลับเล็กน้อยก่อนหน้านี้หรือหลังจากนั้นสำหรับคลื่นไซน์ที่สะอาดดังนั้นคลื่นสี่เหลี่ยมที่ผลิตจึงมีสัญญาณรบกวนเฟส

เนื้อเรื่องด้านล่างแสดงให้เห็นถึงพฤติกรรมนี้: เส้นโค้งสีน้ำเงินคือคลื่นไซน์อินพุทที่มีเสียงดังและเส้นโค้งสีเหลืองเป็นคลื่นสี่เหลี่ยมที่เกิดจากเครื่องมือเปรียบเทียบ เส้นสีแดงแสดงค่าขีด จำกัด hysteresis บวกและลบ

ด้วยความหนาแน่นของสเปกตรัมของสัญญาณเสียงในสัญญาณเข้าฉันจะคำนวณเสียงเฟสของคลื่นสี่เหลี่ยมได้อย่างไร

ฉันต้องการทำการวิเคราะห์ที่เหมาะสมเกี่ยวกับเรื่องนี้ แต่ยังไม่สามารถหาแหล่งข้อมูลในหัวข้อได้ ความช่วยเหลือใด ๆ ที่ชื่นชมมาก!

การสรุป: ฉันต้องการวิเคราะห์เสียงเฟสที่เกิดจากวงจรที่กำหนดและไม่ถามว่าจะลดเสียงรบกวนอย่างไร!

สัญญาณรบกวนถูกสุ่มตัวอย่างเพียงครั้งเดียวต่อการข้ามศูนย์หรือสองครั้งต่อรอบสัญญาณ 1 MHz ดังนั้นตราบใดที่แบนด์วิดท์ของเสียงกว้างกว่า 1 MHz อย่างมากสเปกตรัมของมันจะถูกพับหลาย ๆ ครั้งในแบนด์วิดท์ 1 MHz ของสัญญาณตัวอย่างและคุณสามารถรักษา PSD ของเสียงเฟสได้อย่างแบนราบภายในแบนด์วิดท์นั้น

แอมพลิจูดของสัญญาณรบกวนเฟสเอาต์พุตนั้นสัมพันธ์กับแอมพลิจูดของเสียงสัญญาณอินพุทโดยความชันของคลื่นไซน์ (เป็น V / )s) ที่แรงดันธรณีประตูเปรียบเทียบ การวิเคราะห์นั้นง่ายกว่าถ้าเกณฑ์มีความสมมาตรรอบแรงดันเฉลี่ยของ sinewave ทำให้มีความชันเท่ากันทั้งคู่ แอมพลิจูดของสัญญาณรบกวนเฟส (เป็น µs) เป็นเพียงแรงดันเสียงรบกวนที่หารด้วยความลาดชันไม่ว่าหน่วยใดที่คุณต้องการใช้เช่นค่า RMS ของเสียงที่มีการแจกแจงแบบเกาส์ กล่าวอีกนัยหนึ่ง PDF ของเสียงเฟสนั้นเหมือนกับ PDF ของเสียงแรงดันไฟฟ้าดั้งเดิม (หลังจากปรับอัตราส่วน)

ขึ้นอยู่กับว่ามีการจัดหาความหนาแน่นสเปกตรัมอย่างไร

หาข้อผิดพลาดของเฟสเนื่องจากฮิสเทรีซิส:

$\Theta_{low} = sin^{-1}(-0.3)$

$\Theta_{high} = sin^{-1}(0.3)$

นี่เป็นข้อผิดพลาดของเฟสอย่างหมดจดเนื่องจากฮิสเทรีซีสหากมีการใช้เอ็นบริสุทธิ์

สมมติว่าคุณมีหรือแปลงความหนาแน่นสเปกตรัมของคุณให้มีขนาด & เท่า ๆ กันสมมติว่ามันกระจายตามปกติ สร้าง MEAN และ 1 ส่วนเบี่ยงเบนมาตรฐาน

ต่ำ:

$\Theta_{low_error\_mean} = sin^{-1}(-0.3) - sin^{-1}(-0.3 + mean)$

$\Theta_{low\_error\_+\sigma} = sin^{-1}(-0.3) -sin^{-1}(-0.3 + \sigma)$

สูง:

$\Theta_{high\_error\_mean} = sin^{-1}(0.3) - sin^{-1}(0.3 + mean)$

$\Theta_{high\_error\_+\sigma} = sin^{-1}(0.3) -sin^{-1}(0.3 + \sigma)$

ด้วยค่าเฉลี่ยและส่วนเบี่ยงเบนมาตรฐาน "ข้อผิดพลาดของเฟส" คุณสามารถสร้างเส้นโค้งการแจกแจงข้อผิดพลาดเฟสใหม่ได้

อย่างไรก็ตาม ... หากความหนาแน่นของสเปกตรัมไม่ได้กระจายตามปกติคุณจะต้องได้รับข้อผิดพลาดตามจำนวนของจุดเฉพาะเพื่อสร้างเส้นโค้งข้อผิดพลาดเฟสที่เฉพาะเจาะจงกับข้อมูลที่คุณมี

สำหรับสัญญาณรบกวนแบบสุ่มของ Npp ประมาณ 10% กับสัญญาณ Vpp เปรียบเทียบอัตราส่วน peak-peak จะเห็นได้ว่าหากสัญญาณเป็นรูปสามเหลี่ยมรูปคลื่นที่เสียงแอมพลิจูดจะถูกแปลงเป็นสัญญาณรบกวนเฟสในสมการเชิงเส้นโดยที่ S / N = 1 แต่ละขอบมีตัวกระวนกระวายใจ T / 2 pp

อย่างไรก็ตามแอมพลิจูดขององค์ประกอบพื้นฐานของไซน์คือ 81% ของรูปคลื่นสามเหลี่ยม Vpp และดังนั้นความชันของมันคือ 1/81% หรือ 1.23 ชันดังนั้นเสียงเฟสจะลดลงเหลือ 81% ของอัตราส่วนโดยตั้งค่า hysteresis ให้สูงกว่าระดับเสียงสูงสุด .

ดังนั้นความกระวนกระวายใจในแต่ละขอบคือ 81% ของอัตราส่วน Vpp / Npp อาจแสดงให้เห็นว่าความชันตรงกับคลื่นสามเหลี่ยมเมื่อ Npp ถึง 75% ของ Vpp หรืออัตราส่วน Vpp / Npp ที่ 1.33

โดยปกติแล้วข้อผิดพลาดของกระวนกระวายใจคือการวัดค่าพลังงานเสียงรบกวน RMS และพลังงานต่อบิตและความน่าจะเป็นทางสถิติของข้อผิดพลาด แต่สิ่งนี้แสดงให้เห็นจากมุมมองของคำถามสำหรับเวลาที่กระวนกระวายใจในช่วงเวลาการวัดใด ๆ

สิ่งนี้จะละเว้นข้อผิดพลาดที่ไม่สมมาตรซึ่งอาจเกิดจาก DC offset หรือข้อเสนอแนะเอาต์พุตเปรียบเทียบเชิงเปรียบเทียบที่ไม่ได้ลำเอียงอย่างถูกต้อง การเลื่อนเฟสและตัวกระจายความคมชัดยังเป็นสัดส่วนถึง 81% ของอัตราส่วน% Npp / Vpp ผกผัน SNR สำหรับระดับที่ต่ำกว่าช่วง 20% โดยประมาณ

เช่นพิจารณาเสียงรบกวนคือ 10% ในอัตราส่วน pp จากนั้นแต่ละขอบจะมีความกระวนกระวายใจ 8.1% ของ T / 2

เป็นรูปแบบที่ฉันใช้มานานกว่า 2 ทศวรรษ

ฉันทำงานที่ บริษัท เครื่องส่งรับวิทยุที่เปลี่ยนมาจากโมดูล RF 50_ohm เล็ก ๆ เป็นวงจรรวม ความต้องการพลังงานลดลงมากอายุการใช้งานแบตเตอรี่ยาวนานขึ้น แต่เสียงรบกวนระยะใกล้เข้ามาป้องกันไม่ให้จัดส่งผลิตภัณฑ์เนื่องจากตัวส่งสัญญาณจะไม่รับสัญญาณที่ใกล้เคียง พวกเขาต้องการระดับ phasenoise ที่ -150dbc / rtHz และไม่รู้ว่าจะแก้ไขปัญหาได้อย่างไร บรรทัดลง ไม่มีการจัดส่ง การใช้สูตรข้างต้นและการตั้งสมมติฐานเกี่ยวกับพรีสเกลเลอร์ซินธิไซเซอร์ความถี่และ rbb 'ของอุปกรณ์ควบคุมกระแสสองขั้วของพรีสเกลเลอร์เราคาดการณ์ว่า Rnoise ของพรีสเกลเลอร์ทั้งหมดต้องน้อยกว่า 6,000 โอห์ม เราเลือกที่จะเผาไหม้พลังงานเฉพาะที่คณิตศาสตร์ / ฟิสิกส์คาดการณ์พลังงานจะต้องถูกเผา

ใน ONNN Semi PECL โดยใช้แบนด์วิดท์ 10GegaHertz และ Rnoise ที่ 60 Ohm (1nV / rtHz) ด้วย Slewrate 0.8v / 40picoseconds TimeJitter คือ Vnoise = 1nV * sqrt (10 ^ 10) = 1nV * 10 ^ 5 = 100 microVolts RMS SlewRate คือ 20 volts / nanosecond TimeJitter คือ 100uV RMS / (20v / nS) = 5 * 10 ^ -6 * 10 ^ -9 = 5 * 10 ^ -15 วินาที RMS

ความหนาแน่นเชิงสเปกตรัมของกระวนกระวายใจคืออะไร? เราลดขนาดลงโดย sqrt (BW) ซึ่งคือ 10 ^ 5 ให้ผล 5 * 10 ^ -20 วินาที / rtHz

สำหรับคำถามของคุณ: 1MHz, 1voltPeak, 20dB SNR และ Tj = Vnoise / SR เรามี Vnoise = 1V / 10 = 0.1vRMS (ไม่สนใจอัตราส่วน Sin-Peak-Rms ใด ๆ ) SlewRate = 6.3 ล้านโวลต์ / วินาที /6.3Mega v / Sec = 0.1 * 0.16e-6 = 0.016e-6 = 16 นาโนวินาทีวินาที RMS

แก้ไข / ปรับปรุง: เปลี่ยนความบาปให้กลายเป็น squarewave หนึ่งในสิ่งที่มีความเสี่ยงมากที่สุดคือการเปลี่ยนความผิดของ CrystalOscillator ให้กลายเป็น squarewave รางรถไฟ ความไม่เป็นทางการหรือการไม่รู้ตัวของเครื่องกำเนิดขยะที่ซ่อนอยู่นั้นส่งผลให้นาฬิกาไมโครคอนโทรลเลอร์กระวนกระวายใจทั่วไป ยกเว้นห่วงโซ่สัญญาณทั้งหมดจากอินเตอร์เฟส XTAL ถึงตัวขยายสัญญาณและ squarers และการกระจายสัญญาณนาฬิกาจะให้รางพลังส่วนตัวคุณจะจบลงด้วยการสุ่มเวลาสัญญาณนาฬิกาแบบสุ่ม แต่ไม่สุ่มเลยขึ้นอยู่กับ VDD ที่เกิดจากพลังงานที่เกี่ยวข้องกับโปรแกรม ความต้องการ ควรวิเคราะห์วงจรทั้งหมดที่แตะหรือมีอคติวงจรใด ๆ ที่สัมผัสขอบนาฬิกา

โครงสร้าง ESD เป็นปัญหา เหตุใดจึงอนุญาตให้ตัวเก็บประจุ 3pF (ไดโอด ESD) เชื่อมโยงเหตุการณ์ความต้องการพลังงานที่เกี่ยวข้องกับโปรแกรม MCU เข้ากับบาปที่สะอาดจาก CRYSTAL ใช้ VDD / GND ส่วนตัว และออกแบบพื้นผิวและบ่อสำหรับควบคุมการประจุ ในการข้ามจากโดเมน XTAL ไปยังโดเมน MCU ให้ใช้การควบคุมพวงมาลัยปัจจุบันด้วยลวดที่ 3 เพื่อส่งผ่านจุดการเดินทางที่คาดหวัง

มันร้ายแรงแค่ไหน? พิจารณาเสียงเรียกเข้าของ MCU ทั่วไปที่ 0.5 โวลต์ PP เมื่อใช้งานเป็น 3pF ESD จากนั้นเป็น 27pF Cpi เราจะได้รับการลดลง 10: 1 (ไม่สนใจการเหนี่ยวนำใด ๆ ) หรือ 0.05 โวลต์พีพีกำหนดไว้บนบาปคริสตัล 2voltPP ที่ 10MHz sin SlewRate --- d (1 * sin (1e + 7 * 2pi * t)) / dt --- คือ 63MegaVolts / วินาที Vnoise ของเราคือ 0.05 กระวนกระวายใจ ณ เวลานั้นคือ

Tj = Vn / SR = 0.05 โวลต์ / 63e + 6 โวลต์ / วินาที == 0.05 / 0.063e + 9 ~~ 1 นาโนวินาที Tj

ถ้าคุณใช้ PLL เพื่อคูณ 10MHz สูงสุด 400MHz สำหรับนาฬิกา MCU สมมติว่า FlipFlops หารด้วย 400 คนมี 8Kohm Rnoise โดยมี 50 picosecond edge มากกว่า 2 volts สมมติว่า FF มี 1 / (2 * 50pS) = แบนด์วิดท์ 10GHz

ความหนาแน่นของเสียงแบบสุ่ม FF คือ 12nanoVolts / rtHz (4nv * sqrt (10Kohm / 1Kohm)) เสียงรบกวนรวมคือ sqrt (BW) * 12nV = sqrt (10 ^ 10Hz) * 12nV = 10 ^ 5 * 1.2e-9 == 1.2e-4 = 120 microVolts rms ต่อ FF 8FF คือ sqrt (8) ใหญ่กว่า เราจะสมมติว่ามีเสียงรบกวนประตูและทำให้ปัจจัย sqrt (9): 120uV * 3 == 360uVrms

SlewRate คือ 25 picoseconds / volt หรือ 40Billion Volts / วินาที

Tj = Vn / SR = 0.36 milliVolts / 40 พันล้านโวลต์ / วินาที = 0.36e-3 / 0.04e + 12 = 9e-15 วินาที Tj

ดูเหมือนจะค่อนข้างสะอาดใช่มั้ย ยกเว้น FlipFlips ที่มีความสามารถเป็นศูนย์เพื่อปฏิเสธถังขยะ VDD และถังขยะสารตั้งต้นกำลังมองหาบ้าน

เป็นคำแนะนำคุณสามารถลดเสียงรบกวนโดยเพิ่มตัวกรอง low-pass ในการออกแบบของคุณก่อนที่จะเข้าไปในตัวเปรียบเทียบ สิ่งนี้จะตัดความถี่ที่สูงขึ้นของสัญญาณของคุณซึ่งเป็นเสียงรบกวนในกรณีนี้

ในการคำนวณความถี่ของสัญญาณรบกวนเฟสคุณสามารถใช้ FFT หรือทำการวิเคราะห์สเปกตรัมของสัญญาณ คลื่นความถี่จะให้ความถี่ของสัญญาณบวกกับความถี่ของเสียงที่ไม่ต้องการ

สเปกตรัมความถี่ของสัญญาณโดเมนเวลาเป็นการแทนสัญญาณนั้นในโดเมนความถี่ สเปกตรัมความถี่สามารถสร้างขึ้นได้ด้วยการแปลงฟูริเยร์ของสัญญาณและค่าผลลัพธ์มักจะถูกนำเสนอเป็นแอมพลิจูดและเฟสทั้งคู่วางแผนกับความถี่

หาสมการสำหรับสัญญาณที่คุณได้รับและทำการแปลงฟูริเยร์เพื่อรับแอมพลิจูดและเฟสที่พล็อตกับความถี่

ด้วยความหนาแน่นของสเปกตรัมของสัญญาณเสียงในสัญญาณเข้าฉันจะคำนวณเสียงเฟสของคลื่นสี่เหลี่ยมได้อย่างไร

นี่เป็นเพียงความคิดเกี่ยวกับวิธีการได้รับค่า ...

ฉันคิดว่าฉันถูกล่อลวงให้ใช้ PLL (เฟสล็อกลูป) เพื่อสร้าง squarewave จาก VCO ที่ติดตามสัญญาณพื้นฐานขั้นพื้นฐาน เครื่องมือเปรียบเทียบ schmitt ของคุณเป็นการเริ่มต้นที่ดีและสามารถป้อน PLL ได้อย่างดี เอาต์พุตจากตัวเปรียบเทียบเฟสของ PLL จะต้องผ่านการกรองความถี่ต่ำมากเพื่อให้แรงดันไฟฟ้าควบคุมไปยัง VCO ของ PLL นั้นราบรื่นมากและทำให้เกิดความวุ่นวายเล็กน้อยบน VCO

เอาท์พุทดิบจากตัวเปรียบเทียบเฟสจะเป็นการวัดสัญญาณรบกวนเฟสที่ดีมาก หากไม่มีสัญญาณรบกวนเฟสเอาต์พุตนั้นจะปกติมาก

อย่างไรก็ตามมันเป็นเพียงความคิด