ปัญหาความเสถียรใน opAmp ที่เป็นหนึ่งเดียว

ในฐานะที่เป็นส่วนหนึ่งของแหล่งจ่ายไฟควบคุมสำหรับการทดสอบฮาร์ดแวร์ในวงวนสำหรับโครงการที่ขับเคลื่อนด้วยนักเรียนฉันต้องพัฒนาบัฟเฟอร์ปัจจุบัน (ผู้ติดตามแรงดันไฟฟ้า) ซึ่งสามารถรองรับได้สูงสุด 1 A

ฉันมีความคิด (ไม่ดี) ในการพยายามใช้วงจรอย่างง่ายนี้:

PMOS ภายในลูปข้อเสนอแนะทำหน้าที่เป็นอินเวอร์เตอร์ (เพิ่ม V_gate น้อยกว่า V_out) และนั่นเป็นสาเหตุที่ลูปปิดในเทอร์มินัลเชิงบวกของ opAmp แทนที่จะเป็นค่าลบ

ในห้องแล็บฉันตั้งVREF = 5Vและ VIN = 7V ฉันควรได้รับ 5V ที่ VOUT แต่ฉันได้รับเอาต์พุตที่ไม่สามารถควบคุมได้นี้ VOUT:

และนี่คือสัญญาณควบคุม (เอาต์พุตของ opAmp เชื่อมต่อกับเกตของ MOSFET)

ฉันพบพฤติกรรมที่คล้ายกันภายใต้ VREF, VIN และ Rloads ที่แตกต่างกัน นอกจากนี้โปรดทราบว่าเอาต์พุตของ opAmp ไม่ได้อิ่มตัวกับรางใด ๆ

ข้อสันนิษฐานของฉันคือกำไรของลูปนั้นสูงเกินไปสำหรับการรักษา opAmp อย่างมีเสถียรภาพ

ฉันมีพื้นฐานบางอย่างในระบบควบคุมและ opamps แต่ฉันไม่รู้วิธีใช้เพื่อแก้ไขสถานการณ์นี้ ...

เป็นไปได้หรือไม่ที่จะใช้เครือข่ายการเปลี่ยนเฟสเพื่อทำให้วงเสถียร

ฉันจะขอบคุณทั้ง "แฮ็คด่วน" หรือคำตอบด้านการศึกษา!

มันง่ายมาก - ใช้ N channel FET และใช้เป็นผู้ติดตามแหล่งที่มา คุณยังสามารถใช้ BJT ด้านล่างนี้ได้รับเนื่องจากข้อเสนอแนะ 3k3 และ 1k ไปยังพื้นดินจาก -Vin หากคุณไม่ต้องการได้รับการเชื่อมต่อผลลัพธ์โดยตรงกับ -Vin และละเว้น 1k

บัฟเฟอร์ unity gain บนเอาต์พุตของ op-amp เป็นผู้ติดตามตัวปล่อยหรือผู้ติดตามต้นทาง ง่ายเหมือนนั้น - คำติชมจากตัวปล่อย / แหล่งกำเนิดกลับไปเป็นอินพุตอินเวอร์เตอร์ของ op-amp

นอกจากนี้เนื่องจากแรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่าย / ตัวส่งสัญญาณ "ตาม" สัญญาณเอาท์พุต op-amps เอฟเฟกต์การโหลด gate / base จึงน้อยที่สุดเมื่อใช้ MOSFET คุณไม่จำเป็นต้องกังวลเกี่ยวกับความจุของเกต

คิดเกี่ยวกับเรื่องนี้อย่างสมเหตุสมผล - Analog Devices หรือ TI หรือ MAXIM ของ LT - ทีมการตลาดของพวกเขาจะไม่ตื่นขึ้นมาในเช้าวันหนึ่งและพูดกับนักออกแบบของพวกเขาว่าทำไมคุณไม่สามารถออกแบบ op-amp ที่ช่วยให้ใครบางคน มันและคาดหวังว่ามันจะมีเสถียรภาพ ถ้าพวกเขาทำเช่นนั้นนักออกแบบจะบอกว่าพวกเขาต้องการลดประสิทธิภาพของ op-amp เพื่อให้มันมีเสถียรภาพ - op-amp นั้นจะแข่งขันในตลาดกับ op-amps ทั้งหมดที่ใช้ถนนที่เหมาะสมได้อย่างไร และสร้างสิ่งที่พวกเขาทำได้ดีต่อไป

แอมป์สหกรณ์ของคุณกำลังสั่นเนื่องจากอัตราขยายวงเปิดของคุณมากกว่า 1 ที่ความถี่ซึ่งการเลื่อนเฟสเป็น 180 °

แอมป์สหกรณ์ในวงจรของคุณขับโหลด capacitive เกือบทั้งหมด - ประตูของ MOSFET

มีวิธีที่เป็นไปได้มากมายในการแก้ไขโดยใช้ตัวต้านทานหรือตัวเก็บประจุ อาจเป็นการดีที่สุดที่จะใช้ตัวต้านทานอนุกรมหรือตัวแบ่ง RC ขนานหรือคู่ความคิดเห็น RC ทั้งหมดขึ้นอยู่กับวงจรเฉพาะที่เป็นปัญหา

สำหรับข้อมูลเพิ่มเติมเกี่ยวกับเรื่องนี้ดูที่บทความที่ดีเยี่ยมนี้โดยAnalog Devices ที่

หมายเหตุ: โพสต์นี้ได้รับการแก้ไขอย่างกว้างขวางเพื่อเพิ่มความลึกและความคมชัด ในขณะที่เขียนคำตอบดั้งเดิมมีรายละเอียดมากมายถูกพิจารณาว่าไม่รวมอยู่ในการสรุปสิ่งต่าง ๆ ที่นี่ผิวถูกฉีกออกจากกระบวนการวินิจฉัยและการแก้ปัญหาเพื่อแสดงสิ่งที่เกิดขึ้นภายใต้พื้นผิวและเพิ่มสาร คิดว่ามันเป็นเหมือนไดอารี่การวิเคราะห์ ฉันจะทิ้งคำตอบเดิมไว้เพื่อการแก้ไขที่โปร่งใสเพิ่มรายละเอียดทั้งในและหลังข้อความเก่า

$C_{\text{iss}}$

ความเห็นบรรณาธิการเกี่ยวกับการวินิจฉัย:

ขั้ว 20kHz นี้มาจากไหน

$C_{\text{gs}}$$R_{\text{14}}$$R_g$

$F_p$$\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$

$C_{\text{gd}}$$g_{\text{fs}}$$R_{\text{14}}$) ทำการสรุปผลรวมของการเปลี่ยนเฟสแบบลูปอย่างรวดเร็วเพื่อดูว่ากรณีที่ดีที่สุดคุณคาดว่าระยะขอบเฟส 45 องศาที่เหลือที่ 20kHz (LM358 -90, IRF9530 -180 -180 -45 = -315 องศา) ที่ 20kHz แล้วระยะขอบนั้นดีที่สุดเท่าที่คุณต้องการจะเห็นในวงของคุณเป็น 45 องศาและอาจน้อยกว่านั้น ตกลงจนถึงตอนนี้นี่คือ SWAG ทั้งหมด มันเป็นวิทยาศาสตร์ตั้งแต่ฉันใช้เครื่องคิดเลขวิทยาศาสตร์เพื่อการคูณและหารและมันเป็นการคาดเดาที่ดีเพราะฉันยังไม่ได้ดูแผ่นข้อมูลสำหรับ IRF9530 และยังไม่ได้รีเฟรชหน่วยความจำของ LM358 Zo มันเป็นตัวบ่งชี้อย่างรวดเร็วถึงแหล่งที่มาของปัญหาสำหรับวงจร OPs

กำลังมองหาแนวคิดที่ง่ายที่สุดในการปรับปรุงสถานการณ์:

ครั้งแรกที่พยายามจัดหาวิธีแก้ปัญหาอย่างง่ายสำหรับวงจรดั้งเดิมส่งผลให้ทั้งสองคำสั่งแสดงหัวข้อย่อยด้านล่าง เหล่านี้เป็นวิธีการช่วยเหลือจากวงดนตรีที่ไม่สามารถนำมาไกลพอที่จะสร้างความแตกต่างที่มีความหมาย บทเรียนที่นี่ (ที่ฉันควรรู้แล้ว) ไม่เคยให้การแก้ปัญหาด้วยการช่วยเหลือเนื่องจากพวกเขาไม่คุ้มค่า มีวิธีที่แน่นอนในการแก้ไขวิธีดั้งเดิม แต่มีพื้นฐานและซับซ้อนกว่า

$V_{\text{th}}$

คู่ของบันทึกเกี่ยวกับวงจรที่ฉันแนะนำ:

• R1 ในซีรีย์ที่มีเกทนั้นสะดวกสบาย มันเป็นเรื่องธรรมดามากในวงจรเช่นนี้จะต้องแยกประตูสำหรับการแก้ไขปัญหาหรือการทดสอบ การเปิดตัวต้านทานขึ้นเป็นการดำเนินการ 5 วินาที การเพิ่มความเป็นผู้นำของ TO-220 นั้นสะดวกน้อยลงทำได้มากขึ้นสองสามครั้งและคุณอาจยกแผ่นได้ หากคุณใช้ส่วนยึดพื้นผิวด้วยตัวต้านทานคุณจะต้องถอด FET ออก

• ฉันแสดงตัวต้านทาน 1kOhm สำหรับ R15 แม้ว่าที่จริงแล้วเมื่อพิจารณาถึงความต้านทานเอาต์พุตของ LM358 ฉันจะไม่ใช้อะไรที่น้อยกว่า 10kOhm ... และอาจสูงถึง 50kOhm

คุณสามารถลอง:

• การลดอิมพิแดนซ์เอาต์พุตของเครื่องขยายเสียง (มาก) โดยการเพิ่มบัฟเฟอร์ตัวติดตามของตัวปล่อยสัญญาณที่เอาต์พุตของแอมป์
• $C_{\text{iss}}$

เนื่องจากมีการใช้อินพุต + ของแอมป์เป็นจุดป้อนกลับเชิงลบคุณจึงมีสิ่งที่ซับซ้อน โดยปกติแล้วคุณต้องการใช้ OpAmp เป็นตัวรวมกับ feedback capacitor จากเอาต์พุต OpAmp เป็น - input ด้วยวิธีนี้คุณสามารถควบคุมจุดเชื่อมต่อเครื่องขยายเสียงเพื่อให้การสูญเสียเฟสที่เกิดจากความจุ FET อาจไม่สำคัญหรือชดเชยได้

คุณอาจเริ่มต้นด้วยสิ่งนี้:

เลือกค่าสำหรับ C10 ที่เป็นสาเหตุให้แอมพลิฟายเออร์ข้ามค่าเกนศูนย์ที่ 1kHz หรือน้อยกว่าเพื่อความเสถียร ด้วยการใช้ FET คุณจะไม่สามารถรับมากกว่า 3V กับโหลดที่เอาต์พุต ในกรณีนี้คุณจะต้องใช้ BJT หรือ Vin ที่สูงกว่า

ความเห็นจากบรรณาธิการเกี่ยวกับโซลูชันผู้ติดตามต้นทาง:

นี่คือวิธีที่ฉันคิดเกี่ยวกับโซลูชันการออกแบบพื้นฐาน

เรารู้อะไรเกี่ยวกับ svilches พยายามทำอะไรกับวงจรของเขา เขาต้องการใช้ 7V เพื่อให้ได้ถึง 5V ที่มีโหลดสูงสุด 1 แอมป์และเขาต้องการให้แรงดันเอาต์พุตติดตามแรงดันไฟฟ้าควบคุม (ซึ่งเขาเรียกว่าแรงดันอ้างอิง) โดยทั่วไปต้องการแหล่งจ่ายไฟแบบปรับได้เชิงเส้นโดยใช้ LM358 opamp สำหรับการชดเชยข้อผิดพลาดของลูปและมีห้องโวลต์เพียง 2 โวลต์ (ซึ่งจะเป็นปัญหาสำหรับ LM358)

เราไม่ทราบว่าการมอดูเลตชนิดใดที่จะควบคุมการอ้างอิง มันจะเป็นทางลาดไซน์หรืออาจเป็นพัลส์หรือเอฟเอ็ม ขั้นตอนนั้นเลวร้ายที่สุดแม้ว่าคุณจะวางแผนไม่มากนักดังนั้นให้คิดว่าการอ้างอิงอินพุตเคลื่อนที่เป็นขั้นตอน

$C_o$

สองวิธีพื้นฐานในการไป:

ชดเชยวงจรแหล่งที่มาทั่วไปให้มีเสถียรภาพหรือเปลี่ยนเป็นวงจรผู้ติดตามแหล่งที่มา ตัวเลือกแรกมีข้อดีมากมาย แต่มีความซับซ้อนมากกว่าและฉันกำลังมองหาวิธีที่เร็วและซับซ้อนน้อยที่สุด ตัวเลือกที่สองผู้ติดตามที่มาคือการออกแบบที่ง่ายกว่าเพราะมีข้อ จำกัด โดย จำกัด ฉันหมายถึงการเปลี่ยนจากองค์ประกอบผ่านที่บัฟเฟอร์ปัจจุบันและมีแรงดันไฟฟ้าได้รับเป็นหนึ่งที่บัฟเฟอร์ปัจจุบันและมี (ยกเว้นกรณีพิเศษที่กำหนดโดยองค์ประกอบกาฝาก) ได้แรงดันไฟฟ้าสามัคคี ข้อได้เปรียบของวงจรต้นทางทั่วไปคือเป็นโซลูชันแบบปล่อยต่ำซึ่งคุณปล่อยออกมาพร้อมกับเครื่องขยายเสียงผู้ติดตามต้นทาง ดังนั้นจุดเริ่มต้นที่ง่ายคือผู้ติดตามต้นทาง

ปัญหาในการใช้แหล่งพลังงานสำหรับผู้ติดตามที่นี่:

• $V_{\text{th}}$$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$
• $V_{\text{gs}}$$\beta$$V_{\text{ce}}$ของ 2V เวทีพลังช่อง P นั้นดูดีขึ้นตลอดเวลา แต่เราจะดำเนินการต่อไปกับผู้ติดตามต้นทาง หมายเหตุด้านข้างเกี่ยวกับ LM358: เซมิคอนดักเตอร์แห่งชาติชอบแอมพลิฟายเออร์นี้มากพอที่จะใส่ลงในผลิตภัณฑ์อย่างน้อย 3 สาย LM124 (รูปสี่เหลี่ยม) LM158 (คู่) และ LM611 (เดี่ยวที่มีการอ้างอิง) เอกสารข้อมูลสำหรับ LM124 และ LM158 ไม่ชัดเจนเกินไปเกี่ยวกับประสิทธิภาพใกล้กับครอสโอเวอร์ แต่แผ่นข้อมูลLM611นั้นยอดเยี่ยมมาก ... ดูรูปโดยเฉพาะอย่างยิ่ง 29, 30, 35 และ 36 โอ้และในขณะที่คุณอยู่ในแผ่นข้อมูล LM611 มี ดูวงจรตัวอย่างเหล่านั้นที่มีตัวรวมแคปรอบ OpAmp

$V_{\text{th}}$

$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$

$C_{\text{gd}}$

เมื่อได้รับลดลงที่ 20dB / ทศวรรษเป็น 90 องศาถ้าเสาง่าย ๆ ที่ใกล้ที่สุดอยู่ห่างออกไปหนึ่งทศวรรษ เสาธรรมดาจะทำให้เกิดการเปลี่ยนแปลงเฟส 90 องศาในช่วง 2 ทศวรรษที่มีศูนย์กลางอยู่ที่ 45 องศาของการเปลี่ยนแปลงที่เสา

$C_{\text{gd}}$คือ 150pF ซึ่งจะผลักดันความถี่ขั้วที่มีประสิทธิภาพกลับมาประมาณ 1.5 อ็อกเทฟ (1.6 อ็อฟจริง ๆ แต่ทำไมการเล่นโวหารกว่า 0.1 เลอะเลือน) 1.5 อ็อกเทฟมีค่าประมาณ 20 องศาของการเปลี่ยนเฟสดังนั้นตอนนี้แอมพลิฟายเออร์มีระยะห่างเฟสเพียง 25 องศา หากระยะขอบระยะ 45 องศาเป็นผลให้เกิดการโอเวอร์โหลดเกิน 1.3 จะคาดหวังว่าจะมีระยะการทำงานเฟสเกิน 25 องศา?

นี่คือพล็อตของการก้าวเกินกว่าเมื่อเทียบกับระยะการวนรอบเฟสแบบเปิดสำหรับเครื่องขยายเสียงป้อนกลับแบบรวม

ค้นหาระยะขอบเฟส 25 องศาในพล็อตและดูว่าตรงกับการโอเวอร์โหลดประมาณ 2.3 สำหรับวงจรผู้ติดตามแหล่งนี้โดยใช้ IRF520 คุณจะคาดหวังอินพุตขั้นตอนที่ 100mV ที่แรงดันอ้างอิงเพื่อทำให้เกิดการเกินพิกัด 230mV ที่ด้านบนของการตอบสนอง 100mV การโอเวอร์โหลดนั้นจะกลายเป็นเสียงเรียกเข้าที่ประมาณ 500kHz เป็นระยะเวลานาน พัลส์ในปัจจุบันของเอาต์พุตจะมีผลคล้ายกันของการโอเวอร์โหลดขนาดใหญ่แล้วตามด้วยเสียงเรียกเข้าที่ประมาณ 500kHz นี่เป็นการแสดงที่น่ารังเกียจสำหรับคนส่วนใหญ่

เสียงเรียกเข้าทั้งหมดนั้นจะลดลงได้อย่างไร? เพิ่มระยะขอบ วิธีที่ง่ายที่สุดในการเพิ่มระยะขอบคือการเพิ่มตัวรวบรวมรอบ ๆ แอมพลิฟายเออร์ภายในลูปป้อนกลับแบบรวม ระยะขอบที่มากกว่า 60 องศาจะกำจัดเสียงเรียกเข้าและคุณสามารถรับสิ่งนี้ได้โดยลด Opamp ที่ได้รับลงประมาณ 6dB

สถานการณ์ที่เป็นไปได้

$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gs}}$. โหลดคาปาซิทีฟที่เอาต์พุต Opamp จะเริ่มเพิ่มขึ้นจาก 150pF ไปที่ 500pF เสียงเรียกเข้าที่เพิ่มความจุที่แหล่งกำเนิดจะแย่ลง ผู้ใช้จะไม่ชอบสิ่งนั้นและจะพยายามเพิ่มความสามารถในการโหลดซอร์ส เมื่อเวลาที่แหล่งกำเนิดถึง 1uF วงจรส่วนใหญ่จะไม่ดังขึ้นอีกต่อไป ... มันจะสั่น

เนื่องจากฉันคาดว่าจะเพิ่มความจุให้กับเอาต์พุตของวงจรฉันจะปรับขนาดตัวรวมเพื่อลดอัตราขยายของวงจรได้ 20dB หรือมากกว่านั้น

สมมติว่าปัญหาคือโหลด capacitive (gate of the MOSFET) ความคิดบางอย่างคือ:

1. ในเครื่องขยายเสียงแนวทางแบบคลาสสิกสำหรับการป้องกันโหลด capacitive คือการรวมเอาตัวเหนี่ยวนำเอาท์พุทบ่อยครั้งในซีรีย์ที่มีตัวต้านทาน เพียงความคิดที่ต้องจำไว้: อย่าลืมตัวเหนี่ยวนำเป็นวิธีการแยกจากความจุ

2. เคยสังเกตไหมว่าแผ่นข้อมูลของอุปกรณ์ควบคุมแรงดันไฟฟ้าเชิงเส้นมักจะแนะนำตัวเก็บประจุบายพาสในเอาต์พุตหรือไม่? ซึ่งจะช่วยในการโหลด capacitive ในขณะที่ดูเหมือนเป็นความขัดแย้งเหตุผลก็คือว่าตัวเก็บประจุที่ปลูกอย่างจงใจมีความจุสูงกว่าซึ่งจะสร้างความจุขนาดเล็กของโหลดดังนั้นจึงสร้างขั้วที่ความถี่ต่ำ ลองใช้ตัวเก็บประจุจากเอาต์พุตของ op-amp ถึง ground ของ 0.1uF ถึง 1uF

3. เนื่องจากคุณกำลังใช้อินพุต + สำหรับข้อเสนอแนะเชิงลบจึงมีโอกาสที่ยิ่งใหญ่ในวงจรนี้เพื่อเพิ่มการชดเชยมิลเลอร์ในรูปแบบของวงตอบรับเชิงลบในท้องถิ่นมากขึ้น: ตัวเก็บประจุที่เชื่อมต่อจากเอาท์พุทของ op-amp ของกับพื้น

4. ขั้นตอนการส่งออกของคุณเป็นแหล่งที่มาทั่วไปและดังนั้นจึงได้รับ! op-amp มี gobs ของ open-loop และคุณกำลังเพิ่มเข้าไปใน loop พิจารณาสเตจเอาท์พุทที่ไม่เพิ่มกำไรอีกต่อไป: ดูคำตอบของ Andy Aka

หมายเหตุ:ย่อหน้าต่อไปนี้ค่อนข้างไม่ถูกต้องในแง่ที่ว่าความคิดของคุณสามารถ (และไม่) ทำงานกับ tweaks บางและในผลิตภัณฑ์จำนวนมาก PMOS LDOs โดยเฉพาะอย่างยิ่ง; ดูวัสดุที่ตามมา ฉันจะออกย่อหน้านี้ที่นี่เพราะเพราะ LvW ตอบกลับแล้ว

โหลด capacitive นั้นเป็นปัญหาที่ยากที่จะจัดการแม้แต่ในวงจรเซ็ตอัพที่ถูกต้อง แต่ในวงจรของคุณ [ตามที่วาด] คุณกำลังให้ผลตอบรับเชิงบวกกับ opamp! สิ่งนี้จะแกว่งไปมาอย่างบ้าคลั่งแม้ในการจำลอง ... ด้วย 5Vpp ที่ทำนายไว้เหมือนกัน ใช่รูปร่างของการแกว่งนั้นแตกต่างกันเล็กน้อยในการจำลอง แต่สิ่งที่คุณคาดหวัง ... ไม่มีปรสิตและ LM358 มีรูปแบบเครื่องเทศค่อนข้างพื้นฐาน

@LvW: ฉันต้องคิดอีกเล็กน้อยเกี่ยวกับสิ่งที่เกิดขึ้น แต่ดูกราฟที่อัพเดตด้วย Vgate ที่วางแผนไว้เช่นกัน เห็นได้ชัดว่ามันไม่ถึง 5V ดังนั้น opamp จึงไม่เคยเห็นความคิดเห็นเชิงลบที่เกิดขึ้นจริงเช่นเดียวกับการออกแบบนี้ ดังนั้น opamp จึงทำงานเหมือนเครื่องมือเปรียบเทียบ นอกจากนี้ยังมีการเปลี่ยนเฟสระหว่างสัญญาณทั้งสองนี้ แต่ฉันไม่เชื่อว่าเป็นสาเหตุของการสั่น แต่ฉันคิดว่าเป็น "การออกแบบ" ฉันได้ลองเพิ่มตัวต้านทานขนาดใหญ่ (1K หรือ 10K) ที่เกตและมันยังคงแกว่งไปมาเหมือนเดิม

โดยทั่วไปสิ่งที่คุณพยายามทำคือออกแบบ PMOS LDO ! แต่คุณทำผิดไปพอสมควร คุณต้องชดเชยด้วยบายพาสหมวกขนาดขวา - ish และ ESR! นอกจากนี้ PMOS LDO จะรับความคิดเห็นผ่านตัวแบ่งแรงดัน นี่คือการออกแบบ LDO ที่ไม่ชำนาญของฉัน:

ตามปกติด้วย PMOS LDOs เอาต์พุต ESR หมวกเป็นสิ่งสำคัญและจำเป็นต้องอยู่ในวงดนตรีที่แน่นอน ดูสิว่าจะเกิดอะไรขึ้นถ้าฉันลดระดับลงเช่น เริ่มสั่น:

ถ้า ESR สูงเกินไปแสดงว่าคุณมีปัญหา ดีสำหรับการโหลดนี้มันจะต้องได้รับค่อนข้างสูงก่อนที่จะแกว่งไปอีกด้านหนึ่งของวงดนตรีที่ปลอดภัย:

ที่จริงแล้วองค์ประกอบที่สำคัญอย่างเดียวในนั้นคือฝาครอบค่าตอบแทนนั้น 10uF ตัวหนึ่งที่มี 0.1ohm ESR ดูเหมือนจะทำงานสำหรับช่วงโหลดที่ค่อนข้างใหญ่ตั้งแต่ 1K ถึง 5 โอห์ม (ซึ่งจะให้เอาต์พุต 1A ที่คุณต้องการ):

คุณจะได้รับข้อ จำกัด แบนด์วิดท์จากหลักสูตรนี้

opamp ของคุณอาจไม่เสถียรเนื่องจากคุณกำลังโหลดโหลดแบบ capacitive (ความจุของประตู) ลบ C10 และลดค่า R15 ถึงสิบโอห์ม คุณสามารถลองใช้ opamp อื่น แผ่นข้อมูลของ LM358 พูดว่า:

โหลดคาปาซิทีฟซึ่งนำไปใช้โดยตรงกับเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์จะช่วยลดความเสถียรของลูป ค่า 50 pF สามารถรองรับได้โดยใช้การเชื่อมต่อเพื่อรับเอกภาพที่เลวร้ายที่สุด ควรใช้การเพิ่มของวงปิดขนาดใหญ่หรือการแยกตัวต้านทานหากต้องการโหลดความจุที่มากขึ้นโดยเครื่องขยายเสียง

ความจุอินพุตของ IRF9530 คือ 500pF ดังนั้นคุณต้องใส่ตัวต้านทานขนาดเล็กระหว่างเอาต์พุตของ opamp และเกทของ MOSFET